從零開始教你設(shè)計(jì)反激變換器

　　開關(guān)電源的設(shè)計(jì)是一份非常耗時(shí)費(fèi)力的苦差事，需要不斷地修正多個(gè)設(shè)計(jì)變量，直到性能達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)為止。本文step-by-step 介紹反激變換器的設(shè)計(jì)步驟，并以一個(gè)6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設(shè)計(jì)為例，主控芯片采用NCP1015。

　　基本的反激變換器原理圖如圖 1 所示，在需要對(duì)輸入輸出進(jìn)行電氣隔離的低功率(1W～60W)開關(guān)電源應(yīng)用場合，反激變換器(Flyback Converter)是最常用的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(Topology)。簡單、可靠、低成本、易于實(shí)現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點(diǎn)。

　　接下來，參考圖 2 所示的設(shè)計(jì)步驟，一步一步設(shè)計(jì)反激變換器

　　1.Step1：初始化系統(tǒng)參數(shù)

　　單路輸出時(shí)，KL(n)=1

　　Step2：確定輸入電容Cbulk

　　Cbulk 的取值與輸入功率有關(guān)，通常，對(duì)于寬輸入電壓(85～265VAC)，取2～3μF/W;對(duì)窄范圍輸入電壓(176～265VAC)，取1μF/W 即可，電容充電占空比Dch 一般取0.2 即可。

　　一般在整流后的最小電壓Vinmin_DC 處設(shè)計(jì)反激變換器，可由Cbulk 計(jì)算Vinmin_DC：

　　Step3：確定最大占空比Dmax

　　反激變換器有兩種運(yùn)行模式：電感電流連續(xù)模式(CCM)和電感電流斷續(xù)模式(DCM)。兩種模式各有優(yōu)缺點(diǎn)，相對(duì)而言，DCM 模式具有更好的開關(guān)特性，次級(jí)整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復(fù)的問題。此外，同功率等級(jí)下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲(chǔ)的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級(jí)電流的RMS 增大，這將會(huì)增大MOS 管的導(dǎo)通損耗，同時(shí)會(huì)增加次級(jí)輸出電容的電流應(yīng)力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場合。

　　圖4 反激變換器

　　對(duì)CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負(fù)載條件同時(shí)決定的，這使得DCM 模式的電路設(shè)計(jì)變得更復(fù)雜。但是，如果我們?cè)贒CM 模式與CCM 模式的臨界處(BCM 模式)、輸入電壓最低(Vinmin_DC)、滿載條件下，設(shè)計(jì)DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進(jìn)行設(shè)計(jì)。

　　通過公式(5)(6)(7)，可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，進(jìn)而MOS 管的應(yīng)力越小，然而，次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力卻增大。因此，我們應(yīng)當(dāng)在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力。Dmax 的取值，應(yīng)當(dāng)保證Vdsmax 不超過MOS管耐壓等級(jí)的80%;同時(shí)，對(duì)于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當(dāng)占空比超過0.5 時(shí)，會(huì)發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對(duì)于耐壓值為700V(NCP1015)的MOS管，設(shè)計(jì)中，Dmax 不超過0.45 為宜。

　　Step4：確定變壓器初級(jí)電感Lm

　　其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF 為電流紋波系數(shù)，其定義如下圖所示：

　　對(duì)于DCM 模式變換器，設(shè)計(jì)時(shí)KRF=1。對(duì)于CCM 模式變換器，KRF<1，此時(shí)，KRF 的取值會(huì)影響到初級(jí)電流的均方根值(RMS)，KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會(huì)越小，然而過小的KRF 會(huì)增大變壓器的體積，設(shè)計(jì)時(shí)需要反復(fù)衡量。一般而言，設(shè)計(jì)CCM 模式的反激變換器，寬壓輸入時(shí)(90～265VAC)，KRF 取0.25～0.5;窄壓輸入時(shí)(176～265VAC)，KRF 取0.4～0.8 即可。

　　設(shè)計(jì)中，需保證Idspeak 不超過選用MOS 管最大電流值80%，Idsrms 用來計(jì)算MOS 管的導(dǎo)通損耗Pcond，Rdson 為MOS 管的導(dǎo)通電阻。

　　Step5：選擇合適的磁芯以及變壓器初級(jí)電感的匝數(shù)

　　開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，鐵氧體磁芯是應(yīng)用最廣泛的一種磁芯，可被加工成多種形狀，以滿足不同的應(yīng)用需求，如多路輸出、物理高度、優(yōu)化成本等。

　　實(shí)際設(shè)計(jì)中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴(yán)格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應(yīng)商給出的選型手冊(cè)進(jìn)行選型。如果沒有合適的參照，可參考下表：

　　選定磁芯后，通過其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級(jí)線圈匝數(shù)由下式確定：

　　其中，DCM 模式時(shí)，△B 取0.2～0.26T;CCM 時(shí)，△B 取0.12～0.18T。

　　有時(shí)候，單個(gè)電容的高ESR，使得變換器很難達(dá)到我們想要的低紋波輸出特性，此時(shí)可通過在輸出端多并聯(lián)幾個(gè)電容，或加一級(jí)LC 濾波器的方法來改善變換器的紋波噪聲。注意：LC 濾波器的轉(zhuǎn)折頻率要大于1/3 開關(guān)頻率，考慮到開關(guān)電源在實(shí)際應(yīng)用中可能會(huì)帶容性負(fù)載，L 不宜過大，建議不超過4.7μH。

　　如圖 8 所示，反激變換器在MOS 關(guān)斷的瞬間，由變壓器漏感LLK 與MOS 管的輸出電容造成的諧振尖峰加在MOS 管的漏極，如果不加以限制，MOS 管的壽命將會(huì)大打折扣。因此需要采取措施，把這個(gè)尖峰吸收掉。

　　反激變換器設(shè)計(jì)中，常用圖 9(a)所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路(RCD鉗位吸收)。

　　RClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vclamp 一般比反射電壓Vor 高出50～100V，LLK 為變壓器初級(jí)漏感，以實(shí)測為準(zhǔn)：

　　輸出功率比較小(20W 以下)時(shí)，鉗位二極管可采用慢恢復(fù)二極管，如1N4007;反之，則需要使用快恢復(fù)二極管。

　　Step11：補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)

　　開關(guān)電源系統(tǒng)是典型的閉環(huán)控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)時(shí)，補(bǔ)償電路的調(diào)試占據(jù)了相當(dāng)大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，絕大多數(shù)采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激的功率級(jí)小信號(hào)可以簡化為一階系統(tǒng)，所以它的補(bǔ)償電路容易設(shè)計(jì)。通常，使用Dean Venable提出的Type II 補(bǔ)償電路就足夠了。

　　在設(shè)計(jì)補(bǔ)償電路之前，首先需要考察補(bǔ)償對(duì)象(功率級(jí))的小信號(hào)特性。

　　如圖8 所示，從IC 內(nèi)部比較器的反相端斷開，則從控制到輸出的傳遞函數(shù)(即控制對(duì)象的傳遞函數(shù))為：

　　Vout1 為主路輸出直流電壓，k 為誤差放大器輸出信號(hào)到電流比較器輸入的衰減系數(shù)(對(duì)NCP1015 而言，k=0.25)，m 為初級(jí)電流上升斜率，ma 為斜坡補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償斜率(由于NCP1015內(nèi)部沒有斜坡補(bǔ)償，即ma=0)，Idspeak 為給定條件下初級(jí)峰值電流。于是我們就可以使用Mathcad(或Matlab)繪制功率級(jí)傳函的Bode 圖：

　　在考察功率級(jí)傳函Bode 圖的基礎(chǔ)上，我們就可以進(jìn)行環(huán)路補(bǔ)償了。